[19] 中华人民共和国国家知识产权局
[51] Int. Cl.
H03H 7/12 (2006.01)
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_129_207_294_339.jpg" alt="Image" width="15%" /></div>
# [12] 发明专利申请公布说明书
[21] 申请号 200910111055.9
[43] 公开日 2009 年 7 月 22 日
[11] 公开号 CN 101488732A
[22] 申请日 2009.2.17
[21] 申请号 200910111055.9
[71] 申请人 何连成
地址 361004 福建省厦门市思明区禾祥西路 559 号 202 室
[72] 发明人 何连成
<table border=1 style='margin: auto; word-wrap: break-word;'><tr><td rowspan="2">[21] 申请号 200910111055.9[71] 申请人 何连成地址 361004 福建省厦门市思明区禾祥西路559 号 202 室[72] 发明人 何连成</td><td style='text-align: center; word-wrap: break-word;'>[74] 专利代理机构 厦门南强之路专利事务所代理人 马应森</td></tr><tr><td style='text-align: center; word-wrap: break-word;'>权利要求书1页 说明书9页 附图4页</td></tr></table>
## [54] 发明名称
集总参数矩形带通滤波器
## [57] 摘要
集总参数矩形带通滤波器，涉及一种滤波器，主要应用于天调网络。提供一种不仅能较好实现阻抗变换满足阻抗匹配要求，而且能同时具有较好的带内通频特性、带外衰减特性、带宽扩展能力和防雷电干扰能力，具有统一电路形式，主要应用于中波天调网络的集总参数矩形带通滤波器。设有至少2级串并臂单元，每1级串并臂单元由1个串臂和1个并臂组成，串臂由电容与电感串接而成，并臂为电抗元件。
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_629_1183_954_1305.jpg" alt="Image" width="30%" /></div>
1. 集总参数矩形带通滤波器，其特征在于设有至少2级串并臂单元，每1级串并臂单元由1个串臂和1个并臂组成，串臂由电容与电感串接而成，并臂为电抗元件。
2. 如权利要求 1 所述的集总参数矩形带通滤波器，其特征在于第 1 级串并臂单元的串臂中的电容为 200～1000pF，电感为 1～100μH，并臂的电抗值为 5～15Ω。
3. 如权利要求 1 所述的集总参数矩形带通滤波器，其特征在于从第 2 级串并臂单元起的串臂中的电容为 200～2000pF，电感为 10～70μH，并臂的电抗值为 5～20Ω。
4．如权利要求1所述的集总参数矩形带通滤波器，其特征在于并臂为电抗元件，电抗元件为电感线圈，电容器，电容器与电感线圈的串联回路，或电容器与电感线圈的并联回路。
5. 如权利要求 1 所述的集总参数矩形窄带通滤波器，其特征在于最后一级串并臂单元中并臂为电感线圈，电感线圈的电感量为 $ 2 \sim 12 \mu \text{H} $。
## 集总参数矩形带通滤波器
## 技术领域
本发明涉及一种滤波器，主要应用于天调网络，尤其是涉及一种主要用于无线发射系统中的中波天调网络的集总参数矩形带通滤波器。
## 背景技术
在小信号处理领域，高性能带通滤波器的设计可以采用有源电路，通过引入反馈来改善滤波器的矩形特性，也可以使用数字滤波器；还可以使用频率搬移的办法，来利用陶瓷滤波器或声表面波滤波器的高矩形度通频特性。
但在大功率发射的情况下，以上办法都是不可能的。当频率很高（电视、调频频段以上）时，窄带通滤波器的设计可以利用谐振腔和传输线的性能，但在频率不很高（短波段以下）的情况下，只能使用电感和电容元件，以无源方式实现。
在大功率（几百瓦到几百千瓦）无线发射系统中，在发射机与天线之间需要一个通频特性接近矩形的带通滤波器，既让带内频率可以顺利通过，又大幅度衰减带外频率，以避免带外辐射和其它频率对发射机的反串干扰。在中波、长波和短波的低频段（几百千赫兹到几兆赫兹），这个带通滤波器只能用集总参数元件（电感线圈、电容器）来实现。例如中波的天调网络，理想情况下也应该使用这种带通滤波器，来同时实现阻抗匹配、抗干扰和防雷等功能。但是由于高矩形度的集总参数带通滤波器的设计一直以来是学界的难题，因此传统方法上中波天调网络都是用针对载波中心频率的阻抗匹配加上针对干扰频率的点频阻塞或吸收来实现。
## 传统的中波天调网络设计方法存在以下问题：
1、使用传统设计方法，当台内发射频率较多（或附近有大功率电台）时，需要在天调网络加入很多针对性的阻塞或吸收单元，这样必然使网络的带宽严重收窄，边带反射急剧增加。因此，只好建设新的台站来分散这些频率，很浪费土地资源和人力资源。
2、在中波段的低频端，当天线的有效高度远小于四分之一波长（例如 558kHz 载频，天线高度 76m）时，天线在载频附近的带宽很窄，传统设计方法因为不能扩展带宽，所以无法得到合格的天调网络设计结果（指在载频±9kHz 范围内，驻波比小于 1.2）。
3、当三个或三个以上的频率共塔时，如果相邻频率的比值在 1.2 以内，那么因为共塔阻
塞单元的接入，会使网络带宽收窄，传统设计方法一样无法得到合格的设计结果。
以下给出有关传统中波天调网络设计的参考文献：
1、张丕灶等编著.全固态 PDM 中波发送系统原理与维护[M].北京：中国广播电视出版社，1999 年 11 月，第一版，266-336。
2、张丕灶等编著.全固态中波发送系统调整与维修[M].厦门：厦门大学出版社，2007年7月，第一版，317-412。
## 发明内容
本发明的目的在于提供一种不仅能较好实现阻抗变换满足阻抗匹配要求，而且能同时具有较好的带内通频特性、带外衰减特性、带宽扩展能力和防雷电干扰能力，具有统一电路形式，主要应用于中波天调网络的集总参数矩形带通滤波器。
本发明的技术方案是采用集总参数电感、电容元件组成。
本发明设有至少2级串并臂单元，每1级串并臂单元由1个串臂和1个并臂组成，串臂由电容与电感串接而成，并臂为电抗元件。
第 1 级串并臂单元的串臂中的电容最好为 200～1000pF，电感最好为 1～100μH，并臂的电抗值最好为 5～15Ω；从第 2 级串并臂单元起的串臂中的电容最好为 200～2000pF，电感最好为 10～70μH，并臂的电抗值最好为 5～20Ω。
并臂的电抗元件可采用电感线圈或电容器，也可以是电容器与电感线圈的串联或并联，但没必要这样用，因为与单纯的电容器或电感线圈相比毕竟是复杂化了，而起到的作用没有区别。至于究竟并臂单元是用电感线圈还是电容器，最好考虑使所有并臂中，电容器的使用数量与电感线圈使用数量一致（对于2级结构）或电容器使用数量比电感线圈使用数量多一个（对于3级结构）。
最后一级串并臂单元中的并臂最好使用电感线圈，其电感量为 2～12μH。最后一级使用电感线圈只是为了方便调试时对其电感量的调整。大功率容量的可变电感比可变电容成本低得多。
与现有的中波天调网络相比，本发明具有以下突出的优点：
## 1 ）带内通频特性：
中心频率点 $ f_{0} $ 的驻波比为 1.0， $ \pm9\mathrm{kHz} $ （18kHz 带宽）的带内驻波比小于 1.2，因此能彻底解决边带反射过大的困扰。如果用于其它频段，这个带宽约为 $ f_{0} $ 的 1%～4%。
## 2 ）带外衰减特性：
当本发明的电路包含 3 个串并臂单元时，在保证带内通频特性的同时，只要带外在距离
中心频率 40kHz 左右，衰减量就能达到 20dB 以上，因此通频特性曲线接近矩形，对本台或附近的大功率发射干扰具有截止特性。例如中心频率 801kHz，带外频率大于 841kHz 和小于 761kHz 的衰减大于 20dB，这样使网络有理想的抗干扰能力，无需另加任何阻塞或吸收单元电路。因此本发明可以很好地解决上述传统方法所存在的第 1 个问题。
如果用于其它频段，—20dB 带宽约为载波频率 $ f_{0} $ 的 4%～15%。
## 3 ）带宽扩展能力：
本发明能扩展带宽最大达到 4 倍，因此可以轻松解决上述传统方法所存在的第 2 和第 3 个问题。对于传统天线（区别于短天线），只要相邻载波频率的比值达到 1.1，就能通过本发明顺利实现两频共塔；只要这个比值达到 1.15，就能实现三频和四频共塔；而当这个比值达到 1.2 时（如果载波频率小于 700kHz，这个比例要求达到 1.3）则可以轻松解决五频和六频共塔的问题，这一技术使制造“中波多工器”的行业梦想成为现实，如果在全国推广，至少能使发射场地的占地面积减少几十万亩，具有重大的现实意义。
## 4 ）防雷电干扰能力：
雷电能量的主要频率在直流和低频（几十 kHz 以下），以及高频段（几 MHz 以上），因为本发明的设计只允许载频附近的窄频带能量通过，对其它频率呈现截止特性，因此能极大地衰减雷电能量，实际效果非常出色。
## 5 ）统一的电路形式：
本发明的设计使任何情况下的中波天调网络都具有统一的电路形式，有利于标准化生产。在不同的载波频率下，网络只需要调整元件参数数值，而无需改变电路形式。
如果采用 2 级串并臂单元的形式（参见图 1，即去掉 L2、C2 和 C5），那么带宽扩展能力只能达到 2 倍，20dB 衰减频率点与 $ f_{0} $ 的距离在 100kHz 左右。
## 附图说明
图 1 为本发明实施例的结构组成示意图。
图 2 为正微变特性电路组成原理图。
图 3 为在一定频率范围内具有负微变特性电抗的电路组成原理图。
图 4 为 L、C、R 串联电路（a）及其阻抗特性（b）。
图 5 为具有负微变特性电抗的电路组合（a）及其负微变特性（b）。
图 6 为中波天调网络的结构。
图 7 为 $ Z_{B} $ 轨迹图。
图 8 为临界补偿的 $ Z_{D} $ 轨迹图。
图 9 为过补偿的 $ Z_{D} $ 轨迹图。
图 10 为欠补偿的 $ Z_{D} $ 轨迹图。
图 11 为临界补偿模式调配阻抗图。
图 12 为过补偿模式调配阻抗图。
图 13 为 558kHz 单频单塔网络图。
图 14 为 900kHz 两频共塔网络图。
图 15 为 1296kHz 六频共塔网络图。
具体实施方式
以下实施例将结合附图对本发明作进一步的说明。
以下介绍本发明的设计原理。
传统方法仅着眼于中心频率的阻抗匹配，即使用若干电抗元件（电感、电容），通过与天线负载的串、并联，使中心频率点的总调配阻抗等于传输线特性阻抗。此外对频带内其它频率的阻抗匹配情况没有针对性手段来保证。
本发明在传统方法的基础上，增加了对频率在中心频率附近变化时，总调配阻抗变化趋势的分析（即所谓的微变参数分析），并采取了有效的针对性手段来抵消和减缓这种变化趋势，从而达到展宽频带同时增加带外衰减的目的。这就是微变参数设计法的总体设计思想。
因为本发明是一种全新的设计理念，为了说明其中的原理，需要引入 3 个新的概念和定义：
电抗的正微变特性和负微变特性——某一电抗变量，在一定频率范围内，当频率增加时，如果其电抗值往感抗增加或容抗减少的方向变化，那么这个电抗就具有正微变特性，反之则具有负微变特性。数学表达如下：
设 $ X(f)=jk(f) $，则 $ \frac{dX(f)}{df}=j\frac{dK(f)}{df} $;
若 $ \frac{dK(f)}{df}>0 $，则 $ X(f) $具有正微变特性；
若 $ \frac{dK(f)}{df}<0 $，则 $ X(f) $具有负微变特性。
负载的特性带宽——如果一负载 $ Z(f) = R + jX(f) $（Ω），其中 $ X(f) $ 在 $ f_0 $ 附近具有正微变特性，且 $ \frac{\Delta X(f)}{\Delta f} = m $（Ω/kHz），则负载 $ Z(f) $ 在 $ f_0 $ 附近的特性带宽为 $ \pm \frac{0.18R}{m} $（kHz）。其物理意义在于，这个带宽是当负载 $ Z(f) $ 经过简单的电路（r 网络、倒 r 网络、T 网络、π 网络等）做
阻抗变换后做为传输线终端负载时，所能获得的驻波比 $ \rho \leq 1.2 $ 的最大带宽。这个结论可以由高频传输线理论得到证明，这里略去证明过程。
## 1 ）具有正微变特性的电抗电路
单个电感和电容的电抗分别为：
$$ \mathrm{X_{C}=-j\frac{1}{2\pi f c}\;,\;X_{L}=j2\pi f L} $$
因为 $ \frac{dX_{c}}{df}=j\frac{1}{2\pi f^{2}c} $， $ \frac{dX_{L}}{df}=j2\pi L $，所以单个的电感、电容元件都具有正微变特性。
同理可以证明，如图 2 所示的电路组合 A、B 之间的电抗都具有正微变特性。
在图 2 中，图（a）在全频率范围的电抗都具有正微变特性，其它电路（图 b、c、d、e、f）除个别频率点上电抗有突变外，其余频率都具有正微变特性。
实际上，在没有电阻元件参与的情况下，只由电感、电容元件组成的电路，除了个别频率点外，组合电抗都具有正微变特性
## 2 ）在一定频率范围具有负微变特性电抗的电路
要在一定频率范围内获得负微变特性电抗，必须包含电阻、电容、电感三种元件，并具有如图 3 所示的电路形式。
在图 3 中的 4 种电路形式的共同特征是，由一个电抗元件（电感或电容）并联上一串至少含有电阻、电容、电感（三者之间串联连接）的支路。
以上电路的分析，解析式的复数数学表达过于复杂烦琐，为了更直观地突出其物理意义，下面以图 3（b）为例，用史密斯阻抗圆图来说明。
在图 3（b）中，元件参数如图中所示，R1、C6、L4 支路阻抗在史密斯圆图上的轨迹如图 4 所示。
在图 4 中，当频率变化时，支路阻抗在 $ R=30\Omega $ 的电阻圆上移动，且当频率增加时，按顺时针方向移动，呈现正微变特性的电抗特征。在 L4、C6 的串谐频率 $ f_0=\frac{1}{2\pi\sqrt{L_4C_6}} \approx 1125\text{kHz} $ 上支路电抗为 0，如图 4 中三角形标记所示。
支路并联上 L5 之后， $ Z_{AB} $ 的阻抗图如图 5 所示。
$ Z_{AB} $ 的阻抗图依然是圆形，但已经移到了史密斯圆图的左上方，且圆形的直径减小了，如图中所示。当频率增加时，阻抗点依然是沿着小圆的顺时针方向移动。
在小圆的 L—Q—H 段，当频率增加时，阻抗点的移动方向是 L→Q→H，对于小圆来说这还是顺时针方向，但对于史密斯圆图中邻近的电阻圆（白色虚线）而言这个方向是逆时针
的。就是说，在 L—Q—H 段，当频率增加时， $ Z_{AB} $ 的感抗部分反而是减小的，其电抗呈现负微变特性。本例中， $ f_L=1087\text{kHz} $， $ f_H=1132\text{kHz} $， $ f_Q=1109\text{kHz} $（中心频率）。
图 1 为本发明实施例的结构组成示意图，R1、jX1 为负载阻抗，3 个串并臂单元分别为 L1、C1、C4，L2、C2、C5 和 L3、C3、L4。图中 A、B、C、D、E、F 为测试参考点。串臂单元主要用来对电抗微变参数进行调整和补偿，并臂的主要作用是阻抗匹配（最后一级并臂如 L4）和把电路的电抗偏置成中心频率对称的负微变特性（前 2 级并臂如 C4、C5）
以下给出应用本发明的方法进行中波天调网络设计的所有步骤。按本发明的方法设计的中波天调网络有如图 6 的一般性结构，在图 6 中，R、L0、C0 为天线等效阻抗，L5、L6 为预调网络，多频共塔阻塞单元用来阻塞除本频以外的其它共塔频率，从阻塞 f1（由 L7、C7 构成）到阻塞 fn（由 Lk、Ck 构成），T、Q 为电路的测试参考点，其它部分与图 1 相同。
下面的方法需要计算机仿真软件来参与辅助设计，以 Multisim 2001 电路仿真软件（此软件可以通过互联网很方便地下载到）为例。软件中网络分析仪设置为：归一化阻抗值 50Ω，扫描宽度设置成 $ f_0 $ 左右各 200～400kHz，线性频率扫描，取相应数量的扫描点，使观察时最小频率增量为 1kHz。
设天线在载波中心频率 $ f_0 $（kHz）的阻抗为 $ Z = R + jX_0 $（Ω）。在 $ f_0 $ 附近 $ \pm 10\text{kHz} $ 范围内，电抗 $ X_0 $ 具有正微变特性，设其随频率的平均变化率为 $ X_{W0} $（Ω/kHz），传输电缆特性阻抗为 $ Z_0 $（Ω）。
步骤 1：算出天线负载的微变参数等效电路模型。
即用 $ X_{0} $ 和 $ X_{W0} $ 求出 L0、C0。
$$ \mathbf{X}_{\mathrm{L}0}-\mathbf{X}_{\mathrm{C}0}=\mathbf{X}_{0}; $$
$$ \frac{X_{L0}+X_{C0}}{f_{0}}=X_{w0}。 $$
以上方程组可求出 $ X_{L0} $、 $ X_{C0} $（单位： $ \Omega $），其中 $ f_{0} $ 的单位是 kHz， $ X_{W0} $ 的单位是 $ \Omega/kHz $， $ X_{0} $ 的单位为 $ \Omega $。进一步求出
$$ \mathrm{L}0=\frac{X_{L0}}{2\pi f_{0}};\mathrm{C}0=\frac{1}{2\pi f_{0}X_{C0}}; $$
步骤 2：确定天线预调网络元件参数。
$ X_0 $ 为容抗且在 $ 150\Omega $ 以上时， $ L5 = \frac{|X_0|}{2\pi f_0} $；否则取 $ L5 = 0 $，即取消 $ L5 $。
L6 的选值要同时满足以下要求：
1) 无论是单频单塔还是多频共塔，使从 T 点往天线看过去的阻抗的实部在 $ 20\Omega $ 以上（如
果原天线阻抗的实部 R 小于 20Ω，则尽量接近原天线阻抗的实部)。
2）如果是多频共塔，使所有频率在 T 点的阻抗实部大小尽量接近。
3）使当频率在载波频率±10kHz 变化时，从 T 往天线看过去的阻抗的实部变化尽量小。如图 6 所示，一般取值为 5～50μH。
步骤 3：确定多频共塔时阻塞单元的元件参数。如图 6，每个阻塞单元由 Lk、Ck 并联电路构成，Lk、Ck 并联谐振于所阻塞的共塔频率 fn，其中 Lk 的取值范围一般为 5～30μH。
Lk 的取值越大，Lk、Ck 并联电路对 fn 的阻塞电抗值越高，效果就越好。
Lk 的取值要同时满足以下原则：
1）对于两频共塔，阻塞单元对所阻塞频率正、负 $ 9 \, kHz $ 两个频点处的阻塞电抗值不小于 $ 1 \, k\Omega $；对于三频和四频共塔，这个值不小于 $ 1.5 \, k\Omega $；对于五频以上共塔，这个值不小于 $ 2 \, k\Omega $。
2）使 $ \frac{0.18R_{Q}}{X_{wQ}}\geq2.5kHz $。 $ R_{Q} $为工作频率 $ f_{0} $下Q点的阻抗实部， $ X_{wQ} $为Q点阻抗的虚部在 $ f_{0}\pm10kHz $的平均变化率，单位是 $ \Omega/kHz $。
步骤 4：确定 Cl，粗选 L1 取值。
设测得的 Q 点在 $ f_0 $ 处的阻抗 $ Z_Q = R_Q + jX_Q $，以及 $ X_Q $ 在 $ f_0 $ 左右 10kHz 内的平均微变量 $ X_{WQ} $。
由下列方程求出 $ X_{L1} $ 、 $ X_{C1} $ :
$$ \frac{0.18R_{Q}}{X_{wQ}+\frac{2X_{C1}}{f_{0}}}={\bf B} $$
$$ \mathbf{X}_{\mathrm{L1}}=\mathbf{X}_{\mathrm{C1}}-\mathbf{X}_{\mathrm{Q}}+10 $$
然后求出： $ \mathrm{Cl}=\frac{1}{2\pi f_{0}X_{Cl}} $； $ \mathrm{L1}=\frac{X_{L1}}{2\pi f_{0}} $
B 取 2.4～3， $ f_0 $ 的单位为 kHz， $ X_{WQ} $ 单位 $ \Omega/kHz $， $ R_Q $ 和 $ X_Q $ 单位是 $ \Omega $。
步骤 5：找出 L1、C4 的精确值。
L1 按步骤 2 所取的值，进行小范围调整，同时选择 C4（在 $ f_0 $ 的容抗一般为 5～15Ω）的值，使 $ Z_B $ 的实部在 $ f_0 $ 时为最大，并处在 6～8Ω。
调整规律：C4 容量越大， $ Z_{B} $ 的实部最大值越小。对于某一 C4 取值，微调 L1 可使 $ Z_{B} $ 实部在 $ f_{0} $ 最大。 $ Z_{B} $ 在仿真网络分析仪中得到的频率扫描图如图 7 所示。
调好后， $ f_{0} $ 应处于图中圆轨迹的右上角的三角形标记处，如图 7 所示。这一点也是轨迹圆与史密斯圆图其中一个电阻圆（图 7 中的电阻圆为 R=0.15，归一化电阻）的相切点。
步骤 6: 确定 C2，粗选 L2 数值。
先测出频率为 $ f_{0} $ 时的 $ Z_{B} = R_{B} + jX_{B} $，以及 $ X_{B} $ 在 $ f_{0} $ 正、负 5KHz 范围内的平均微变参数的绝对值 $ X_{WB} $。则频率为 $ f_{0} $ 时的电抗 $ X_{C2} $ 和 $ X_{L2} $ 由下列方程确定：
$$ \frac{X_{L2}+X_{C2}}{f_{0}}=nX_{WB} $$
$$ \mathbf{X}_{\mathrm{L}2}=\mathbf{X}_{\mathrm{C}2}-\mathbf{X}_{\mathrm{B}}+10 $$
$ f_0 $ 的单位 kHz， $ X_{WB} $ 的单位 $ \Omega/kHz $， $ n $ 为补偿系数，经验取值范围 1.3～1.5，得到的 $ X_{C2} $、 $ X_{L2} $ 单位为 $ \Omega $。
$$ C_{2}=\frac{1}{2\pi f_{0}X_{C2}},\qquad L_{2}=\frac{X_{L2}}{2\pi f_{0}} $$
步骤 7：找出 L2、C5 的精确值。
C5 的容量按容抗 7～10Ω（ $ f_0 $ 频率下）估算，并以中间值作为试验值。在其它参数不动的情况下，微调 L2 电感量，使 $ Z_D $ 的频变轨迹图如图 8 所示。
轨迹图应呈现指向右上方的双峰，且双峰刚好与同一个史密斯电阻圆相切。而双峰之间的谷底就是 $ f_0 $ 所对应的阻抗点，这一点阻抗的实部应该在 8～15Ω 之间，否则应该改变 C5 的电容量，并重复 L2 的调整过程，直到满足要求。
如果在步骤 6 中 n 的取值比较大，那么调出来的 $ Z_{D} $ 轨迹图为过补偿模式，参见图 9。
而如果在步骤 6 中 n 的取值比较小，那么调出来的 $ Z_{D} $ 轨迹图为欠补偿模式，参见图 10。
临界补偿的模式可以获得最大的带宽，但带外衰减性能不是最好的；过补偿模式可以获得最好的带外衰减性能，但带宽不是最大的；欠补偿则是应该避免的模式，它所能获得的带宽和带外衰减性能都差于前两者。
步骤 8：确定 L4 的精确值，以及 L3、C3 取值。
完成步骤 7 后，测得在 $ f_{0} $ 处， $ Z_{D}=R_{D}+jX_{D} $ （Ω）。
$$ L4=\frac{X_{L4}}{2\pi f_{0}}=\frac{50}{2\pi f_{0}\sqrt{\frac{Z_{0}}{R_{D}}-1}} $$
$$ \mathrm{X_{C3}-(X_{D}+X_{L3})=R_{D}\times\sqrt{\frac{Z_{0}}{R_{D}}-1}} $$
C3 和 L3 只要得到其中一个参数，另一个就可以根据以上方程求出来。以下是调试方法：
取 C3≈C2，并在其左右每隔 50～100pf 取若干个数值，并算出各自对应的 L3，得到几组 C3、L3 的试验数据，然后输入仿真图，最后取带宽最大的那一组。这时 $ Z_{F} $ 的轨迹图参见图
11 和 12。
设 $ Z_F = R_F + jX_F $，且做为传输线（特性阻抗 $ Z_0 $）终端负载所造成的反射系数和驻波比分别为 $ r $ 和 $ \rho $，则有
$$ \Gamma=\sqrt{\frac{(R_{F}-Z_{0})^{2}+X_{F}^{2}}{(R_{F}+Z_{0})^{2}+X_{F}^{2}}};\quad\rho=\frac{1+\Gamma}{1-\Gamma} $$
以上关系可以用来判断调配阻抗轨迹图，达到 ρ≤1.2 的带宽是否达到 f₀±9kHz。
实际调试过程中，要在步骤 7 和步骤 8 之间反复调整几次，才能达到理想效果。
以下给出设计实例。
例 1、某边宽 50 cm，高度 76m 的铁塔天线，在频率 558kHz 的阻抗 15-j173(Ω)，在 558kHz 附近频率每增加 1kHz 阻抗的虚部容抗减少 0.5Ω。该例的设计结果参见图 13。
对比图 6 的通用形式，图 13 因为没有共塔频率的存在而少了阻塞单元。
在图 13 中， $ Z_{A} $ 的特性带宽被设置为 3.1kHz，临界补偿方式，调配总带宽略大于 $ \pm 11 $ kHz，距离载波频率(558kHz)28kHz 以上的频点，衰减量大于 20dB。
例 2、边宽 50 cm，高度 64m 的铁塔天线，900kHz 和 819kHz 两频共塔。天线阻抗分别为：31.1-j29.07( $ \Omega $) 和 24.00-j68.01( $ \Omega $)。天线阻抗在载波频率 $ \pm 10 $kHz 内的变化很小。
其中 $ 900 \, kHz $ 的设计参数如下：
天线等效阻抗 $ C_0 $ 为 6083pF， $ R $ 为 31.1Ω；阻塞 819： $ C_7 $ 为 4000pF， $ L_7 $ 为 9.44μH， $ L_6 $ 为 7μH； $ L_1 $ 为 44.5μH， $ C_4 $ 为 10000pF， $ C_2 $ 为 600pF， $ L_2 $ 为 56.55μH， $ C_5 $ 为 23000pF， $ C_3 $ 为 667pF， $ L_3 $ 为 44.8μH， $ L_4 $ 为 4.01μH；入口 $ F $：900kHz。
图 14 与图 6 的通用形式相比，省去 L0，因为天线阻抗在载波频率附近变化很小，所以直接用 C0 来等效天线中的电抗分量就可以。因为天线容抗较小，所以省去 L5；C1 也省去，因为上述按步骤 4 的计算得出的 C1 容抗非常小。图中 Z_A 的特性带宽被设置成 2.47kHz，阻塞单元在 900kHz 正负 9kHz（即 891kHz、909kHz）上的电抗值都在 2.2kΩ 左右，临界补偿方式，调配总带宽略大于 ±10kHz，距离载波频率 39kHz 以上的频点，衰减量大于 20dB。
例 3、边宽 $ 50 \, cm $，高度 $ 64 \, m $ 的铁塔天线。6 频共塔。共塔频率为（单位：kHz）567、747、900、1080、1296、1557。其中 $ 1296 \, kHz $ 的设计如下：
在图 15 中，L6 取值较大，是按步骤 2 的要求并同时满足 6 个共塔频率的情况而折中选取的；因为是 6 频共塔，所以设置了 5 个阻塞单元。对所有共塔频率带宽内（±9kHz）的阻塞电抗值都在 4kΩ 以上； $ Z_A $ 的特性带宽被设置成 2.42kHz，临界补偿方式，调配总带宽略大于±11kHz，距离载波频率 36kHz 以上的频点，衰减量大于 20dB。
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_196_220_935_507.jpg" alt="Image" width="62%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 1</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_294_653_460_701.jpg" alt="Image" width="14%" /></div>
<div style="text-align: center;">(a)</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_610_617_885_707.jpg" alt="Image" width="23%" /></div>
<div style="text-align: center;">(b)</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_304_770_476_853.jpg" alt="Image" width="14%" /></div>
<div style="text-align: center;">(c)</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_626_749_872_847.jpg" alt="Image" width="20%" /></div>
<div style="text-align: center;">(d)</div>
<div style="text-align: center;">(e)</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_270_911_497_1016.jpg" alt="Image" width="19%" /></div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_571_897_932_1028.jpg" alt="Image" width="30%" /></div>
<div style="text-align: center;">(f)</div>
<div style="text-align: center;">图 2</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_200_1129_461_1254.jpg" alt="Image" width="22%" /></div>
<div style="text-align: center;">(a)</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_607_1129_861_1254.jpg" alt="Image" width="21%" /></div>
<div style="text-align: center;">(b)</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_404_1315_743_1454.jpg" alt="Image" width="28%" /></div>
<div style="text-align: center;">(d)</div>
<div style="text-align: center;">图 3</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_382_225_511_514.jpg" alt="Image" width="10%" /></div>
<div style="text-align: center;">(a)</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_612_241_906_540.jpg" alt="Image" width="24%" /></div>
<div style="text-align: center;">(b)</div>
<div style="text-align: center;">图 4</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_351_672_513_1000.jpg" alt="Image" width="13%" /></div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_606_686_895_1002.jpg" alt="Image" width="24%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 5</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_180_1105_1016_1509.jpg" alt="Image" width="70%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 6</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_146_180_553_567.jpg" alt="Image" width="34%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 7</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_659_202_1037_562.jpg" alt="Image" width="31%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 8</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_142_686_528_1059.jpg" alt="Image" width="32%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 9</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_646_688_1030_1055.jpg" alt="Image" width="32%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 10</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_172_1176_532_1531.jpg" alt="Image" width="30%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 11</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_679_1172_1045_1530.jpg" alt="Image" width="30%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 12</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_179_215_1037_553.jpg" alt="Image" width="72%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 13</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_190_677_996_964.jpg" alt="Image" width="68%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 14</div>
<div style="text-align: center;"><img src="imgs/img_in_image_box_192_1022_1008_1491.jpg" alt="Image" width="68%" /></div>
<div style="text-align: center;">图 15</div>